在采用外置功放的汽车音响系统中，车机把音频信号送给独立的功放模块，功放再驱动车内扬声器。这里的“外置”是相对于车机主机而言，指功率放大部分作为独立模块布置在车内。

音频信号携带着声音的信息，扬声器发声却需要电压和电流推动音圈运动。外置功放从车辆电源取得能量，按照输入音频的变化控制输出，把电功率送到扬声器。音频输入与功率输出，由此在同一个模块里衔接起来。

外置功放通常包含前级处理、电源和功率放大几个部分。前级可以完成分频、均衡等音频处理，功率放大级驱动扬声器，电源为它们提供工作所需的能量。具体系统还可以加入数字音频接口、通信和诊断功能。TI 的汽车外置功放应用文章正是按这样的功能分工介绍模块结构。[1]

比亚迪汉唐 DM-i 外置功放的拆解资料给出了一个具体例子。板上有 AD2428 音频接口器件、ADAU1466 音频 DSP、AD1938 音频编解码器，以及 FDA801、TDF8546TH 等功放器件。把它们按功能整理，就能看到从音频输入到扬声器输出的大致关系。

图 1　外置功放应用框图。

从图中沿音频方向往右看，信号先经过接口与处理部分，随后进入功率放大级，再通过输出线路送到扬声器。Class-D 就是其中一种功率放大方式。

拆解中的 FDA801 是一颗数字输入、四通道的 Class-D 功放芯片，支持 I²S、TDM 音频接口。它可以接收前级处理后的数字音频，通过内部功率输出级向扬声器提供驱动。DSP 负责音频运算，FDA801 负责把音频信息转换为功率输出，两者承担的任务不同。[2]

Class-D 描述的是功率级的工作方式，输入接口则由具体芯片决定，既有模拟输入，也有数字输入。FDA801 的 I²S、TDM 是这颗芯片的接口能力，不能推广为所有 Class-D 功放的共同要求。[3]

Class-D 采用开关式功率输出。以 PWM 调制为例，音频变化体现在脉冲占空比中，功率管快速导通、关断，控制电源向负载输送能量。功率管主要工作在导通或截止状态，减少在线性区同时承受较大电压和电流的时间，从而降低这部分损耗。

这种工作方式适合需要兼顾输出能力、体积和散热的功放设计。降低功率级损耗能够减轻散热负担，但导通损耗和开关损耗仍然存在，输出电流经过的其他器件也会发热。芯片采用 Class-D，并不意味着整机可以省掉散热设计。[3]

高效率也带来一个需要处理的电路问题。Class-D 功率级输出的是高速开关波形，其中包含音频信息，也包含高频开关分量。功率放大完成后，还需要处理这些高频成分，才能把输出线路的音频表现与电磁发射一起控制好。

Class-D 的输出滤波取决于芯片、调制方式与应用条件。有些低功率方案可以不使用外置 LC 低通滤波器，仍按需要配置其他抑噪器件。本文讨论的是 FDA801、TAS6424E-Q1 这类带外部输出 LC 的应用，不把这一结构当成所有 Class-D 的统一要求。[2][4][5]

在采用外置 LC 滤波的 Class-D 方案中，输出电感串在功放与扬声器之间，和电容共同组成低通滤波器。它保留需要的音频频段，衰减高频开关分量，让负载端得到重构后的音频信号。[4]

电感限制电流的快速变化。按理想电感关系，电感两端的电压满足 vL = L·di/dt。在相同的电感端电压下，感值越小，电流变化越快。因此，输出电感的实际感值会影响开关纹波，选型不能只关注器件能通过多大电流。

再把单个声道展开。BTL 桥接输出用两路功率输出共同驱动一个扬声器，扬声器承受两端的电压差，负端不固定接地。相应的外置 LC 方案需要分别处理两路输出，图 2 中的 L_P 与 L_M 就各自串联在一条输出支路上。

图 2　依据 TI TAS6424E-Q1 典型 BTL 应用简化的单声道输出滤波。两路电感分别串联，两只滤波电容各自对地，扬声器跨接两路输出。波形仅作原理示意，不作同尺度比较，也不代表比亚迪实板参数或实测结果。

TI TAS6424E-Q1 的四声道参考电路使用了 8 颗串联输出电感，每颗标称 3.3 μH。这说明多声道功放中的电感数量与输出结构有关。声道增加，滤波支路也随之增加，占板空间和损耗就需要一起考虑。

这些电感与电源部分的升压电感有不同用途。升压电感参与电源转换，输出电感则位于音频功率通路上。后者承受音频电流和高频纹波，其损耗、感值变化与非线性都会进入输出电路的设计考量。

输出滤波也关系到连接器和线束。高频开关成分如果沿扬声器线路传播，会产生电磁发射问题。LC 滤波可以帮助衰减这些成分，但最终效果还要在实际 PCB、连接器和线束条件下验证。其他抑噪与 ESD 保护器件各有分工，不能直接用输出电感的功能代替。

输出电感处在扬声器的功率通路里，滤波效果只是选型的一部分。感值随电流下降，会改变滤波器的工作状态；绕组电阻带来压降和发热；器件的非线性还可能影响音频失真。换一个尺寸更小的型号，需要同时检查这些变化。

FDA801 采用滤波后反馈，把外部 LC 滤波器纳入反馈环路，以降低滤波器非线性对音频表现的影响。不过，反馈不能消除绕组电阻造成的损耗，电感的电流能力和温升仍需单独核对。

因此，选型要从目标功放、负载、输出功率和开关频率出发。先确定这段电路需要什么，再比较不同器件的感值、电流能力、损耗和封装，才有判断依据。

规格表上的 3.3 μH 或 10 μH，只描述了指定测量条件下的感值。接近饱和时，电感的实际感值会下降，原先设计好的滤波响应也会发生变化。

所以，选型时需要把预计的工作电流带到直流偏置曲线上，看这个电流位置还剩多少感值。TAS6424E-Q1 的一个具体要求是，在 2.1 MHz 开关频率条件下，最大系统电流处的感值不能低于 1 μH。这个数值有明确的芯片与频率条件，关键在于它要求检查带电流后的状态。

感值够用以后，还要看能否连续工作。Isat 是饱和电流，对应指定的感值衰减判据；Irms 是温升电流，对应指定的温升判据。一个型号的 Isat 比 Irms 高很多，并不意味着可以按 Isat 长时间输出。

科或的直流偏置和温升曲线可以配合着读。在同一个电流位置，一边看感值衰减，一边看温升。装回功放板后，还要加上环境温度、相邻器件发热和实际散热条件。对外置功放，独立器件的温升测试只是热设计的起点。

绕组铜损则可以先用 DCR 算一笔账。电流相同，直流电阻越低，I²R 损耗越小。以科或两个 10 μH 型号为例，DMMA06077-100M 的 DCR 为 49 mΩ Max，DMMA1009-100M 为 22 mΩ Max。假设单路有效值电流都是 3 A，仅按这两个最大值估算，铜损分别约为 0.441 W 和 0.198 W。

这还没有计入温度引起的电阻变化，也没有计入高频损耗，但已经能说明为什么更大的封装有时值得保留。它多占了一些位置，却可能为较低电阻和更高电流能力提供条件。选型需要比较的是这种实际交换，不能只按长宽排序。

电流相同、感值相同的两颗电感，在不同频率下也未必有相同表现。

提高 Class-D 的开关频率，可以降低输出滤波需求，给缩小电感创造条件。代价是效率和发热需要重新权衡，车载系统还要考虑 AM 广播频带的干扰。TAS6424E-Q1 允许把开关频率设到 AM 频带以上，也提供较低频率设置来优化效率。

对应到滤波器，在 2.1 MHz PWM 下，其 LC 截止频率最高可取到 100 kHz；在 384 kHz PWM 下，截止频率应低于 40 kHz。同一套 L、C 不能脱离开关频率和负载单独评价。确定滤波目标之后，才适合继续比较某个感值有没有更紧凑的实现。

器件本身的频率特性也要一起看。下面是 DMMA06077-3R3M 的感值和交流等效电阻曲线。在约 2 MHz 的采样点，Ls 约为 3.32 μH，Rs 约为 0.48 Ω，继续往高频走，两者都会变化。

图 3　DMMA06077-3R3M 的 1～10 MHz 扫频数据，依据科或原始图表重绘。约 2 MHz 对应采样点 1.995262 MHz。

图中的 Rs 和规格表里的 DCR 描述不同测量条件。DCR 是直流电阻，Rs 是扫频测得的交流等效参数，不能把音频有效值电流直接代入某个高频 Rs，就当作整颗电感的总损耗。实际损耗与温升还取决于流过器件的真实波形。

这也是为什么规格表通常不足以完成选型。标称感值和额定电流适合筛出候选器件，偏置曲线、扫频曲线和温升测试则帮助判断它在目标工况下怎样工作。

图 4　先确定输出工况，再检查感值、电流、损耗、音频与电磁兼容表现，最后比较封装方案。图中给出验证项目，不代表任一型号已通过某项整机测试。

电气条件确定后，还要解决多声道功放的布局问题。一个 BTL 声道有两路输出滤波，是否一定要分装成两颗器件？

科或 DMMA 系列采用双绕组二合一方案，将两路电感整合进一个器件。在感值、电流能力和接线均匹配的前提下，一颗双绕组器件可以承担原来两颗单绕组电感的工作。

按四声道、每路使用独立封装的方案计算，8 颗分立电感可以调整为 4 颗双绕组器件。减少的是独立器件数量，八路滤波功能仍然保留。

图 5　匹配的双绕组方案可将四声道的电感封装数量由 8 颗减至 4 颗，滤波支路数量不变。

对布局来说，同一声道的两路电感可以一起安排位置，也少了几个需要单独贴装的器件。不过，器件数量减半不会自动变成占板面积或成本减半，实际收益需要把封装、焊盘、间距和走线放在同一张 PCB 上比较。

尤其是功放输出到电感之间的走线，不能为了迁就封装而绕远。TI 的布局建议是尽量缩短这段连接，并给滤波电容提供直接的接地回路。双绕组器件还要核对两路参数一致性、引脚对应，以及磁耦合和屏蔽特性。

如果采用 PBTL，并联位置也会影响选型。TAS6424E-Q1 要求在 LC 的负载侧并联，不能把芯片输出在滤波前直接并在一起。封装整合始终要服从具体电路，不能只按声道数决定用量。

DMMA06077、DMMA1009 和 DMMA3225 提供了不同尺寸与电流能力的候选。先拿目标感值和可用高度筛一遍，再比较 DCR、Irms、Isat，比单看某个系列的最大电流更有用。

Typ 为典型值，Max 为最大值。电流额定值须结合正式规格书的感值衰减、温升判据和测试条件使用。

3.3 μH 的选择里，06077-3R3M 提供较高的电流典型值；3225-3R3M 的长宽标称为 3.2 mm × 2.5 mm，高度上限为 3.0 mm，可以纳入空间更紧的方案比较。目标为 10 μH 时，1009-100M 则用较大的封装换取更低 DCR 和更高的电流典型值。

两款 10 μH 器件的宽频阻抗也不相同。它们在扫频低端比较接近，向高频延伸后逐渐分开，采样峰值分别出现在约 13.3 MHz 和 8.8 MHz 附近。

图 6　DMMA06077-100M 与 DMMA1009-100M 的阻抗对比，依据科或原始数据重绘，两轴采用对数刻度。

这张图适合用来检查频率相关行为，峰值位置不能当作允许的开关频率上限，峰值高低也不能直接用于评价音质。决定取舍的仍是目标负载、滤波网络和实际波形。

频率曲线和额定电流筛出了候选型号，却还没有回答换上它之后声音会怎样。THD+N 和谐波频谱用于检查音频表现，辐射噪声测试则检查开关干扰，两类结果需要分别看。滤波效果不能替代失真测试，低失真也不能替代整机 EMC 结果。

科或的产品材料提供了音频测试工作点，可以据此选择接近项目条件的样品。其中，06077 的 3.3 μH 型号测试采用 14.4 V、4 Ω、2 MHz、1 μF，覆盖每声道 1 W、5 W、10 W；1009 的 10 μH 型号采用 25 V、4 Ω、384 kHz、1 μF，覆盖每声道 1 W、10 W、20 W、50 W。

这些工作点可以帮助选择接近项目条件的样品，不能当作电感的通用功率额定值。THD+N 表示总谐波失真加噪声，用于观察系统的音频表现。看曲线时，也要认清 REF 所代表的 Pre-LC 功放自身表现，保持电压、负载、输出功率和测量带宽等条件可比。

拿到样品后，先按原来的滤波目标完成布局，再检查工作电流下的感值、连续输出温升、THD+N 和整机 EMC。如果双绕组方案在这些条件下满足要求，并且确实缩小了滤波区，它才完成了一次有价值的替换。

准备比较 DMMA 时，可以把功放型号、供电电压、扬声器阻抗、开关频率、目标功率和高度限制一起交给科或，索取对应规格书、原始曲线和样品。这样得到的是适合当前电路的候选型号，后续板级验证也有明确的起点。